Занимательная электроника - Юрий Ревич

Рис. 9.18. Устройство промышленного импульсного стабилизатора

Она слишком громоздка для того, чтобы воспроизводить ее в деталях, а для повторения «на коленке» не годится — неоправданно трудоемка. Однако в компьютерном блоке питания рано или поздно приходится ковыряться, наверное, каждому радиолюбителю, и для того, чтобы вы понимали, как это работает, опишем устройство этой схемы.

Здесь сетевое напряжение 220 В выпрямляется стандартным мостом, а затем делится пополам с помощью конденсаторов С1 и С2. Ключевые транзисторы VT1 и VT2 попеременно подключают обмотку высокочастотного трансформатора Т1 на ферритовом сердечнике то к плюсу входного напряжения, то к минусу. Все эти элементы должны быть рассчитаны как минимум на половину амплитудного значения сетевого напряжения (т. е. на 160–170 В, если с некоторым запасом). Напряжение со вторичной обмотки выпрямляется по стандартной схеме двухполупериодного выпрямителя на двух диодах (сравните со схемой на рис. 9.8). Выходное напряжение сглаживается LC-фильтром. Оно поступает на устройство управления, где сравнивается с заданным. Устройство это управляет включением генератора импульсов, который, в свою очередь, управляет ключевыми транзисторами. В качестве гальванической развязки обычно используют малогабаритные трансформаторы. Входной фильтр из двух дросселей Lf и конденсатора Cf служит для защиты внешней сети от помех.

Обычная частота работы таких устройств — 10–30 кГц (малогабаритные импульсные источники могут работать и на более высокой частоте). При такой частоте трансформатор на небольшом ферритовом кольце (30–40 мм в диаметре) может передать десятки ватт мощности. КПД таких источников может достигать 60–80 %, вход и выход гальванически изолированы. Основные потери обусловлены рассеиванием тепла на ключевых транзисторах из-за их недостаточного быстродействия, а при малых выходных напряжениях еще и потерями за счет прямого падения напряжения на диодах VD1 и VD2.

На рис. 9.19 приведена схема импульсного преобразователя с гальванической развязкой входа и выхода, более пригодная для самостоятельного повторения. Он преобразует входное напряжение +9 В в два высоких напряжения ±165 В. Я специально рассмотрел такой крайний случай — и далее покажу, как изменением всего нескольких параметров схемы получить на выходе практически любую пару симметричных напряжений. Общая максимальная мощность схемы — приблизительно 4 Вт (при данном выходном напряжении максимальный нагрузочный ток до 12 мА по каждому из выходов). Она может быть повышена, если малогабаритные MOSFET-транзисторы IRFD110 заменить более мощными (например, IRFZ44) и установить их на радиаторы.

Рассмотрим работу схемы. Единственный компонент, который мы еще не «проходили», — это логическая КМОП-микрохема 564ЛА7 в планарном корпусе, ее можно заменить на аналог в DIP-корпусе (К561ЛА7). О них пойдет речь в главе 15: При напряжениях питания, не превышающих 7 В, вместо К561/564ЛА7 лучше использовать более быстродействующую 74НС00, только разводка выводов будет немного иная (см. главу 15).

Генератор прямоугольных импульсов, который на этой микросхеме построен, будет рассмотрен в главе 16. На выходе элементов DD1/3 и DD1/4 образуются противофазные прямоугольные импульсы, которые поочередно с частотой примерно 30 кГц открывают транзисторные ключи. В результате на вторичных обмотках трансформатора образуется высоковольтное напряжение, которое дополнительно умножается вдвое на системе из диодов КД258, конденсаторов 4,7 мкФ и индуктивностей (дросселей) 390 мкГ.

Стабилизирующая часть схемы построена на оптроне 6N139, который имеет внутри довольно сложную конструкцию, но практически представляет собой транзисторный оптрон, — подавая на вход (выводы 2, 3) напряжение, мы открываем гальванически развязанный от входа транзистор, и тогда на выходе (вывод 6) получаем напряжение, практически равное нулю.

Рис. 9.19. Схема импульсного преобразователя с гальванической развязкой входа и выхода

В результате все вместе работает так: если выходное напряжение схемы недопустимо повысилось, то ключ на транзисторе КТ605АМ открывается, на выходе оптрона появляется близкое к нулю напряжение, логические элементы DD1/3 и DD1/4 при этом запираются, и на ключи ничего не подается. Напряжение на выходе снижается, ключ КТ605АМ запирается, напряжение на выходе оптрона становится близким к напряжению питания, и импульсы опять поступают на трансформатор. Вместо 6N139 без изменений в схеме можно использовать 6N135, 6N136 (эти даже лучше — они более быстродействующие) или 6N138.

Трансформатор намотан на ферритовом кольце с характеристиками, указанными на схеме. Мотаются обмотки медным обмоточным проводом ПЭВ-2 парами совместно, причем обратите внимание, что у входной пары обмоток соединен конец одной с началом другой, а у выходной — начала обеих обмоток. С помощью подбора дополнительного резистора 2 кОм (на схеме он помечен звездочкой и соединен пунктиром) выходное напряжение устанавливается более точно. Дроссель по питанию +9 В (390 мкГ) служит для защиты внешних сетей от помех. Учтите, что схема довольно заметно «фонит» в радиодиапазоне, потому ее надо заключать в металлический экран, который должен быть соединен со входной (обозначенной на схеме, как «Общ. Вх») «землей» в одной точке, вблизи входного контакта на плате.

К сожалению, сильно снижать входное напряжение в такой схеме нельзя (не будут работать транзисторные MOSFET-ключи), а вот повышать можно, особенно при установке более мощных транзисторов. Реально это устройство при указанных на схеме элементах работает приблизительно от 7 до 12 В входного напряжения (при этом выходное остается равным номинальному с точностью примерно 2,5 %). Что же касается возможности работы схемы при более низком напряжении питания, то, к сожалению, подобрать достаточно мощные полевые ключи с низким напряжением управления непросто (их выпускает, например, Diodes Inc., но они труднодоступны). Однако за счет увеличения потерь можно в этой схеме установить маломощные IGBT-транзисторы (так, ключи HGT1S14N36G3VLS фирмы Fairchild Semiconductor обеспечат работу схемы при снижении питания до 3,5 В, но около 1 В будет падать на промежутке коллектор-эмиттер). Можно также снизить входное напряжение до 4–5 В, если вместо MOSFET-транзисторов использовать обычные биполярные транзисторы (лучше включенные по схеме Дарлингтона), однако КПД при этом также снизится. При таких модификациях схемы не забудьте пересчитать витки первичной обмотки пропорционально снижению питания.

Для того чтобы изменить выходное напряжение, следует, прежде всего, изменить коэффициент резистивного делителя в базе ключа на КТ605АМ. При этом, конечно, надо снижать номинал верхнего по схеме резистора (680 кОм), а не повышать — нижнего (15 кОм). Например, при выходном напряжении ±24 В номинал верхнего резистора должен составлять примерно 75–82 кОм. Но для хорошей работы преобразователя этого изменения недостаточно — для получения максимального КПД следует также изменить число витков во вторичных обмотках и, насколько возможно, увеличить толщину провода, из которого они наматываются. Рассчитывать обмотки следует так: желаемое выходное напряжение умножить на коэффициент 1,3, затем полученную величину поделить на 9 (входное напряжение) и умножить на 10 (число витков в первичной обмотке). Например, при ±24 В выходного напряжения, число витков в каждой из вторичных обмоток должно быть равно 35.

При пониженном выходном напряжении можно упростить схему, убрав умножитель напряжения (удалить последовательно включенные конденсаторы 4,7 мкФ, подключив диоды аналогично VD1 и VD2 на схеме рис. 9.13 и увеличив вдвое число витков вторичной обмотки), при этом КПД повысится. Ток при выходном напряжении ±24 В может составить до 120–150 мА, при ±7,5 В — до 500 мА по каждому из напряжений.

* * *

Подробности

Зачем в схеме обсуждаемого преобразователя вообще умножитель напряжения? Если вы проанализируете процессы, происходящие в трансформаторе, то обнаружите, что действующее значение напряжения на первичной обмотке равно напряжению питания — т. е. 9 В. Соответственно, чтобы получить после выпрямления и фильтрации значение напряжения 165 В, нам понадобилось бы как минимум 10-165/9 ~= 180 витков в каждой вторичной обмотке, а с запасом на потери и регулирование примерно на 20–30 % больше — около 240. Такое количество витков (в сумме около 500) намотать на кольце диаметром 20 мм физически сложно. А когда мы снижаем требования к напряжению, число витков уменьшается, и умножитель, который отрицательно сказывается на КПД устройства, можно убрать.

* * *

Главным недостатком рассматриваемой схемы с точки зрения КПД, однако, является не умножитель, а форма сигнала на первичных обмотках. Так как включение одного ключа и выключение другого совпадают во времени, существует момент, когда через обе обмотки течет сквозной ток. Это очень плохо сказывается на КПД и ведет к излишним потерям на нагревание транзисторов. Для небольших мощностей, как здесь, этим эффектом можно пренебречь, но для больших его приходится учитывать и разносить моменты включения одного ключа и выключения другого во времени. Это делается обычно с помощью специализированных микросхем для управления ключами, хотя несложно сымитировать их на любом микроконтроллере.