Занимательная электроника - Юрий Ревич

Кроме выборки-хранения, в АЦП последовательного приближения требуется также время на вывод данных и подготовку к следующему циклу измерения. Все указанные причины приводят к тому, что наиболее распространенные 10-12-разрядные АЦП последовательного приближения имеют реальное быстродействие не выше 50-200 кГц. Как пример достаточно продвинутой модели приведем МАХ1132, который имеет разрешение 16 бит при частоте выборок 200 кГц. Тем не менее, АЦП последовательного приближения очень распространены и применяются там, где требуется средняя точность при достаточно высоком быстродействии.

Интегрирующие АЦП

Наиболее точными и одновременно самыми медленными являются интегрирующие АЦП. Их мы рассмотрим наиболее подробно, потому что, во-первых, они могут быть достаточно просты схемотехнически, и иногда даже целесообразно самому соорудить такой узел схемы на дискретных элементах, чем подбирать подходящий чип, и, во-вторых, этот тип АЦП наиболее часто применяется в радиолюбительской практике (если не считать встроенных в микроконтроллеры АЦП последовательного приближения). Далее в этой главе мы сконструируем на основе готового АЦП такого типа цифровой термометр с достаточно хорошими характеристиками.

Разных типов интегрирующих АЦП вообще-то не меньше десятка, но здесь мы подробно рассмотрим только три разновидности. Кстати, интегрирующие АЦП являются примером того, что цифровая техника вовсе не всегда достигает наивысшей точности в сравнении с аналоговой — центральным узлом этих, как мы уже сказали, наиболее точных преобразователей является чисто аналоговый интегратор на ОУ.

Схема самого простого интегрирующего АЦП показана на рис. 17.4. Это так называемый АЦП с однократным интегрированием. В начале преобразования на вход С динамического D-триггера поступает положительный фронт, который устанавливает выход Q в состояние логической единицы. Она является разрешающим уровнем для элемента «И-НЕ», и на вход счетчика поступают импульсы. Одновременно через выход Q запирается транзистор VT1. Конденсатор начинает заряжаться от источника стабильного тока. При равенстве значения входного измеряемого напряжения и напряжения на конденсаторе компаратор срабатывает и обнуляет триггер («ворота» на логическом элементе «И-НЕ» запираются, транзистор открывается и разряжает конденсатор, счетчик обнуляется). Количество импульсов, накопленных в счетчике к этому моменту, пропорционально входному напряжению.

Рис. 17.4. АЦП однократного интегрирования

Источник тока вместе с конденсатором в данном случае образуют так называемый ГЛИН—генератор линейно изменяющегося напряжения. Схему можно упростить, если вместо источника тока поставить простой резистор, питающийся от стабильного источника напряжения, но так как форма кривой нарастания напряжения при этом не линейная, а экспоненциальная (см. рис. 5.7 в главе 5), то приходится ограничиться небольшим диапазоном входных напряжений, где форма кривой еще близка к прямой линии. Однако на практике так часто и поступают, поэтому источник тока я подробно не рисовал.

Если все же задаться целью расширения входного диапазона вплоть до значений, близких к напряжению питания, то придется делать «нормальный» источник тока. Использование простого полевого транзистора, как мы делали в схеме лабораторного источника питания (рис. 9.12), не выход, т. к. он все же является достаточно грубым источником. С другой стороны, чем городить источник тока (например, по варианту, представленному на рис. 12.5, г), проще вообще построить ГЛИН по-иному, в виде обычного интегратора по рис. 12.5, б, только добавив к нему ключ для сброса по окончании преобразования.

* * *

Подробности

Для сброса можно использовать вместо полевого обычный маломощный n-р-n-транзистор, но диапазон входного напряжения будет тогда ограничен еще и снизу значением напряжения на коллекторе открытого транзистора (примерно 0,3 В). Поэтому при снижении питания до 5 В лучше для сброса взять электронный ключ, вроде 561КТЗ. При конструировании таких схем на микроконтроллерах (см. далее) для сброса конденсатора можно применить тот же вывод порта, который является входом компаратора, если его переключать на вход в рабочем цикле и на выход с нулевым уровнем для сброса.

* * *

У схемы по рис. 17.4 единственное достоинство — простота, и куча недостатков. При взгляде на нее непонятно, чего это я ранее распинался насчет выдающихся характеристик интегрирующих АЦП. Результат преобразования здесь зависит от всего на свете: от стабильности источника тока и самого ГЛИН (и каждого его элемента в отдельности, в первую очередь — конденсатора), от стабильности порога компаратора, от неидеальности ключа для сброса и т. п. Еще хуже то, что схема в данном варианте срабатывает от мгновенного значения входного сигнала и потому весьма восприимчива к его дребезгу и вообще любым помехам. А если тактовая частота случайно окажется кратной частоте помехи (в первую очередь сетевой с частотой 50 Гц), то мы вообще можем получать каждый раз значения, весьма далекие от истины[25]. Поэтому такая схема годится лишь для измерения сигналов постоянного тока — для контроля напряжения батареек или чего-нибудь в этом роде (подобная схема, например, ранее применялась в компьютерном игровом порту для измерения положения привязанного к движку потенциометра управляющего рычага джойстика).

В то же время преобразование длится все равно достаточно долго, поскольку обычные значения тактовой частоты, при которых схема еще работает приемлемо, лежат в диапазоне максимум десятков килогерц (если, конечно, специально не использовать быстродействующие компараторы и логику), т. е. для достижения разрешающей способности в восемь разрядов (больше все равно не выжмешь) частота отсчетов составит в лучшем случае 100 Гц, на практике же еще меньше. Может быть, использовать этот факт и измерять не мгновенное, а среднее значение сигнала за время преобразования?

Сделать это несложно — достаточно подать измеряемое напряжение на вход ГЛИН, а опорное — на компаратор. Тогда сигнал станет интегрироваться за время преобразования, причем интегрироваться очень точно, и мы будем получать истинное среднее арифметическое значение сигнала за это время. Но легко увидеть, что сама функция преобразования при этом окажется обратной, — т. е. время заряда (и значение выходного кода на счетчике) окажется обратно пропорциональным значению входного напряжения. Это неудобно, т. к. сильно усложняет обработку результата. Можно применить какой-нибудь хитрый метод деления частоты с использованием реверсивного счетчика, можно также попробовать инвертировать входной сигнал и затем сдвинуть его в положительную область, но все это приводит к усложнению схемы, причем неоправданному — сама по себе точность преобразования в любом случае не увеличится, избавляемся мы только от помехи.

По всем этим причинам АЦП с однократным интегрированием, несмотря на его простоту, в настоящее время не употребляют вообще и даже не выпускают в виде специализированных микросхем. Единственная область, где можно было бы рекомендовать такой метод, — использование микроцроцессоров, имеющих встроенный компаратор. В этом случае с помощью одного внешнего резистора и конденсатора можно получить простейший преобразователь аналогового сигнала в код. Но и эта рекомендация потеряла в настоящее время всякий смысл, т. к. доступны микроконтроллеры со встроенными «нормальными» АЦП без всяких внешних элементов, причем мультиканальными, с гарантированной точностью и разрешением до 10 и даже 12 разрядов, чего для большинства практических нужд более чем достаточно.

Пожалуй, рассказ об АЦП однократного интегрирования получился чересчур затянутым, но это оправданно, т. к. мы теперь знаем, к чему нам стремиться. И я предвкушаю изумление читателя, когда он узнает, как можно преодолеть чуть ли не все перечисленные здесь недостатки, как говорится, одним махом, и притом не слишком усложняя схему. Интегрирующие АЦП не получили бы такого распространения и заслуженной репутации «самых стабильных», если бы не это обстоятельство.

Идея метода, который называется двойным или двухстадийным интегрированием, показана на рис. 17.5. Посмотрим сначала на график, обозначенный цифрой 1.

Рис. 17.5. Цикл работы АЦП двойного интегрирования:

1 — идеальный случай, 2 — при сдвиге порога компаратора; 3 — при изменении емкости конденсатора